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JEAN LOUIS Renaud : Extraits du mémoire de fin d'études

Année académique 2000-2001
Mémoire présenté en vue de l’obtention du titre de gradué en Electronique Appliquée

Haute Ecole Libre de Bruxelles Ilya Prigogine
Institut de Radioélectricité et de Cinématographie
Département technique HELB INRACI
Avenue Victor Rousseau, 75
1190 Bruxelles

 

 

 

Parlophone bidirectionnel sans liaison galvanique

 

 

Maître de stage : Monsieur J. Rochez
Promoteur extérieur : Monsieur B. De Voght

 

 

 

Cahier des charges

 

Description du fonctionnement :

Le système comporte deux unités (caisse et client), placées de part et d’autre d’une vitre. Il permet d’établir une communication vocale au travers d’une vitre d’une épaisseur allant de 10 à 15 mm, et ce, sans fil. La communication doit être de type mains libres et ne pas nécessiter d’intervention manuelle.

 

L’unité ″client″ comprend :

 

L’unité ″caisse″ comprend :

 

Couplage sans fil :

La liaison audio pourra se faire par couplage magnétique, radio ou infra-rouge.

Le transfert d’énergie pourra se faire par couplage magnétique ou infra-rouge.

Système anti-larsen : Afin d’éliminer l’accrochage entre les haut-parleurs et les microphones, le système doit automatiquement adapter le gain en fonction du sens de la communication.
Dans ce but, un micro-contrôleur PIC12C672 devra déterminer l’origine du signal et prendre la décision du sens de la communication.

 

Bande passante :

La bande passante s’étendra au moins de 300 à 3400Hz à +/- 6dB (selon la qualité des haut-parleurs disponibles).

 

 


Le software : présentation

 

Considérations générales :

Rappelons tout d’abord que la plupart des systèmes d’interphonie ne fonctionnent qu’en half duplex. Les rares modèles fonctionnant en full duplex exploitent un système de filtrage donnant une bande passante différente aux deux canaux, ce qui réduit fortement l’intelligibilité de la voix.

Le parlophone que nous avons réalisé fonctionne en half duplex. Il requiert de ce fait un système de commutation du sens de la communication.

 

Quel est le rôle du micro-contrôleur dans le parlophone ?

Les rôles du micro-contrôleur sont divers. Il se charge principalement de la gestion du sens de la communication, mais il dirige également le système de gestion et d’économie du courant, qui coupe l’alimentation du module extérieur après un certain temps de silence.

 

Pourquoi traiter le changement de sens de la communication de façon numérique ?

Il est simple de réaliser une « bascule » automatique de façon analogique grâce à un ampli opérationnel monté en comparateur avec hystérèse. Mais l’inconvénient majeur est le temps de commutation dû au traitement : il faut intégrer plusieurs périodes de signal afin d’obtenir un niveau moyen susceptible de déterminer avec certitude le sens de la communication.

Le délai dû à ce traitement provoque une coupure des premières syllabes (typiquement 300 ms) dont l’effet est désagréable dans une conversation.

Deux autres problèmes constatés dans ces systèmes analogiques sont la variation de sensibilité du basculement en fonction de la fréquence du signal et la variation des périodes minimum entre deux basculements successifs en fonction de la fréquence du signal.

Le micro-contrôleur aura comme but d’éviter les inconvénients cités ci-dessus. Voici les différents avantages apportés :

- Réduction des délais de commutation :

Le traitement est fait en temps réel et de façon continue. On sait à chaque instant quel canal devrait avoir la priorité, et le changement de sens peut ainsi se faire en quelques dizaines de µs, ce qui garde la conversation tout à fait fluide.

- Paramétrage de la fréquence maximum du basculement du sens :

Une temporisation empêche les basculements trop rapides donnant lieu à une conversation hachée. Le software veille à ce que le basculement ne se produise pas moins de 100 ms après le précédent basculement.

- Contrôle du seuil de basculement grâce à une hystérèse paramétrable :

Ce système permet de ne pas modifier le sens de la communication si la différence entre les deux niveaux est inférieure à un seuil prédéfini. De ce fait, en l’absence de signal, il n’y aura jamais de commutation provoquée par le bruit ambiant, ni par le bruit dû aux divers éléments de la chaîne audio, ou même par une différence d’éclairage qui changerait le seuil de polarisation du récepteur photo transistor amenant le signal du client au micro contrôleur.

 

Pourquoi y a-t-il deux versions du programme ?

Dans les chapitres suivants, deux versions de ce programme seront expliquées : la première est celle que prévoyait le cahier des charges et la seconde est celle qui, tenant compte des anomalies constatées dans la première, utilise un autre principe de fonctionnement pour exécuter la même tâche.

Les deux programmes utilisent une fréquence d’échantillonnage de 156 µs et respectent bien le théorème de Shannon.

 

Ce que demandait le cahier des charges :

Il demandait de réaliser en permanence la détection du signal maximum parmoyenne mobile sur un ensemble de 20 échantillons, l’acquisition devant se faire à intervalle régulier de 156 µs.

PS : Ces données ne sont pas formellement mentionnées dans le cahier des charges, mais ont été personnellement dictées par notre promoteur extérieur, M. De Voght.

Ce programme a été correctement réalisé, mais il s’est avéré lors des essais, que son fonctionnement devenait incorrect pour certains types de signaux. Par exemple, pour deux signaux d’entrée d’amplitudes proches et supérieures à un volt, il se produisait des changements de sens intermittents, bien qu’une procédure d’hystérèse ait été introduite.

Dans la suite, ce programme portera le nom : ″Version I″.

 

Ce qui a été réalisé ensuite pour remédier aux problèmes de la première version :

M. De Voght a alors proposé de prendre un plus grand nombre d’échantillons pour réaliser la moyenne. Ce nombre devait être suffisamment grand que pour obtenir une précision sur l’amplitude supérieure au bruit de l’ADC (sans interpolation). Le calcul figure à la page suivante.

 

Voici le calcul :

Il est fait sur base d’un signal sinusoïdal, ce qui ne correspond pas à la réalité, mais permet tout de même de se fixer les idées.

Nous employons un ADC de 8 bits, donc, sa résolution est de quatre pour mille (= 0,4%).

Sur une alternance d’un signal sinusoïdal, l’amplitude maximum avec une précision de 0,4% se situe entre arc sin {1 - 0,004} et arc sin {1 + 0,004}, donc entre 84°87 et 95°12 (voir figure ci-dessous).

Cela représente 2,848 % d’une période entière (10,25° / 360 = 28,48 * 10 ^-3).

Sur la plus petite période de signal échantillonnable (3300 Hz ® 300 µs), cette plage de tolérance représente une période de  300 µs * 2,84 % = 8,542 µs.

 

 

Précisons avant tout qu’il s’agit de parlophonie et non de haute fidélité, ce qui explique la limitation de bande passante, semblable à celle utilisée en téléphonie (la bande passante de la chaîne audio s’étend de 300 Hz à 3 kHz).

 

L’échantillonnage du signal :

Les deux canaux audio (caissier et client) sont échantillonnés en permanence chacun à leur tour.

La période d’échantillonnage (en simulation) est de 156 µs (+ ou – 2 µs), ce qui donne une fréquence d’échantillonnage supérieure au double de la plus haute composante spectrale du signal à échantillonner, ce qui respecte bien le théorème de Shannon.

Comme les canaux sont échantillonnés alternativement, un échantillon est pris chaque 78 µs.


Description globale du fonctionnement des programmes

 

Dans les deux versions, il faut distinguer deux parties principales :

- la routine générale

- la routine d’interruption

 

La routine d’interruption contient toutes les tâches à exécuter à périodes fixes, telles que l’échantillonnage et une partie du traitement. Quand l’acquisition est achevée, le retour d’interruption provoque un saut vers la routine principale où s’effectuent des reconfigurations de paramètres (pour des raisons de sécurité et de stabilité) et où le reste du traitement logiciel, ainsi que la prise de décision du sens de la communication sont opérés.

 

Version I :

La routine générale :

Comme signalé précédemment, c’est là que sont exécutées les tâches pouvant être différées.

L’interruption dure la plupart du temps une quarantaine de micro secondes. Il reste donc un peu moins de 40 µs pour exécuter des tâches connexes.

 

On distingue deux tâches principales :

- Une reconfiguration permanente des registres vitaux aux tâches du micro contrôleur. Il s’agit surtout d’une mesure de sécurité : par exemple, si, à la suite de perturbations électromagnétiques, un port d’entrée se retrouvait configuré en port de sortie, la communication ne pourrait plus se faire que dans un seul sens.

- La comparaison des deux nivaux moyens, qui ne se fait que si un délai minimum de 100 ms s’est écoulé après le dernier changement de sens de la communication. C’est cette comparaison qui peut donner lieu à un changement du sens de la communication.

Puisqu’une interruption peut survenir à tout moment, cette procédure de comparaison travaille sur une copie des valeurs des deux moyennes. C’est ici qu’intervient le dispositif d’hystérèse décrit plus haut.

 

La routine d’interruption :

Chaque 78 µs, une interruption provoquée par le Timer 0 lance la procédure d’acquisition. Chacun des canaux est échantillonné tour à tour. Les valeurs obtenues sont mémorisées dans deux emplacements distincts de RAM en vue d’être traitées afin de réaliser une moyenne mobile.

La moyenne est calculée de la façon suivante : les échantillons rentrent au rythme des acquisitions dans une pile de vingt adresses. L’échantillon fourni par la dernière acquisition remplacera l’échantillon le plus ancien. La valeur numérique de l’échantillon entrant est additionnée aux 19 autres valeurs d’échantillons, tandis que la valeur numérique de l’échantillon sortant y est soustraite. Pour obtenir une moyenne au sens arithmétique du terme, il faudrait encore diviser la somme obtenue par le nombre total d’échantillons. Mais il se fait que, premièrement, la division sur ce type de micro-contrôleur nécessiterait un temps de calcul très grand, et deuxièmement, traiter une valeur sur 13 bits procure de nombreux avantages pour le reste des procédures.

La routine d’interruption gère également les divers registres de temporisation qui donnent les autorisations de changement de sens, de coupure de l’alimentation externe…

 

Version II :

La routine générale :

Elle est également composée de deux tâches principales :

- La reconfiguration permanente des registres vitaux.

- La routine de changement de sens de la communication, qui ne se fait que si un délai minimum de 100 ms s’est écoulé après le dernier changement de sens de la communication.

Contrairement à la Version I, la comparaison se fait pendant l’interruption, après avoir fait 250 acquisitions.

 

La routine d’interruption :

L’interruption survient de la même manière toutes les 78 µs et provoque l’échantillonnage de chacun des canaux tour à tour. Les valeurs obtenues sont additionnées afin d’obtenir une moyenne du niveau sonore des deux canaux. Ici aussi, on se contente d’une simple somme : il n’est pas nécessaire de diviser le total obtenu par le nombre d’acquisitions.

Au bout de 250 acquisitions, la comparaison est lancée. Mais son résultat ne sera lu qu’après, dans la routine principale.

La routine d’interruption gère également les registres de temporisation.

 

Visualiser le programme

 


Le hardware : présentation

 

Notre interphone est constitué de deux modules distincts sans connexion galvanique : l’unité client et l’unité caissier. Les schémas de ces deux modules sont fort semblables.

 

Différentes parties de ces deux modules

 

Le module caissier est composé de :

 

Le module client est composé de :


Description des éléments du module caissier

 

Le microphone électret et son préamplificateur micro :

L’amplification se fait à l’aide d’un transistor bipolaire fonctionnant en classe A (BC 546). Il s’agit d’un montage émetteur commun, puisque le potentiel d’émetteur est rendu stable grâce au condensateur de découplage C17.

Le microphone électret est polarisé avec les résistances R18 et R19 : R18 fixe le courant DC qui le traverse (puisque le potentiel au point milieu est rendu constant grâce au condensateur C15), R19 fixe également ce courant DC, mais fixe aussi le courant AC.

Le signal sortant du micro va vers la base du transistor bipolaire à travers la capacité C16.

La tension de base du transistor est fixée grâce au diviseur résistif formé par R20 et de R21. Le gain du transistor est choisi avec la valeur de la résistance R20, placée au collecteur.

On a choisi de fortes valeurs de résistances de collecteur et d’émetteur (10 k W et 6,8 k W ) afin de limiter au maximum la consommation de courant.

 

Le circuit de modulation de la diode émettrice :

Une fois que le signal du microphone a été amplifié, il est modulé afin d’être envoyé vers l’autre module. On se sert d’une LED infrarouge pour effectuer le transfert à travers la vitre.

Les LEDs que nous avons choisies (LD 274) sont caractérisées par une très grande directivité. Leur faible angle de rayonnement permet ainsi de moins perturber les canaux voisins.

 

La LED est placée dans la contre-réaction d’un amplificateur opérationnel afin d’être modulée en courant. La réception au module client se fait par un phototransistor. Comme ce phototransistor doit être polarisé à un certain seuil, il faut qu’un courant traverse en permanence la diode émettrice.

Le point de polarisation des LEDs infrarouges et des phototransistors est assez critique car d’une part, nous souhaitons consommer un minimum de courant, donc limiter le courant qui les traverse, tout en restant dans une zone relativement linéaire afin d’éviter une trop grande distorsion, et d’autre part, il ne faut pas être tributaire des perturbations. Nous avons remarqué que quand le seuil était fixé trop bas (exemple 1 mA), la sensibilité aux perturbations devenait intolérable : le 100 Hz des néons s’additionnait au signal utile et l’éclairage direct du soleil aveuglait le phototransistor, empêchant tout signal de passer. De plus, augmenter le gain au phototransistor diminue sa bande passante.

Le courant traversant la LED infrarouge a été fixé à 4 mA grâce à la résistance R6 : comme le potentiel des entrées de l’amplificateur opérationnel a été fixé à Vcc/2 par le diviseur de tension formé par R1 et R2, le courant qui parcourt R6 vaut 6 V / 1.5 k W = 4 mA.

L’amplificateur opérationnel est un LM 358. Il a été choisi pour le courant de sortie qu’il peut fournir.

Le signal provenant du préamplificateur micro est dirigé vers l’entrée non inverseuse de l’ampli opérationnel via la capacité de liaison C18 (1µF) et la résistance R5. R5 est destinée à augmenter la résistance d’entrée de l’ampli afin d’avoir une meilleure adaptation d’impédance entre étages.

Le potentiel de référence de l’entrée non-inverseuse est découplé par rapport à la masse grâce au condensateur électrolytique C1.

La résistance R19 (1 M W ) a une forte valeur de façon à augmenter la résistance d’entrée de l’amplificateur opérationnel d’un point de vue AC, mais elle n’a pas d’influence en DC.

 

Le circuit de démodulation pour le signal audio provenant du client :

Le signal audio (en provenance du client) traverse la vitre et est recueilli par le phototransistor (SFH309FA).

Il s’agit d’un phototransistor muni d’un filtre ne laissant passer que les infrarouges. Son gain est fixé par la résistance R9 de 5,6 k W . Cette valeur a été déterminée lors d’essais : c’est un compromis entre gain et immunité aux parasites (éviter l’influence des sources d’éclairage).

 

Le circuit de changement de gain :

Ce circuit permet le changement du gain en fonction du sens de la communication, de manière à ne pas créer d’effet larsen.

Un signal en sortie du micro-contrôleur pilote un transistor à effet de champs (Q1) en tout ou rien. Il s’agit d’un BS 170 de type NPN. C’est ce transistor qui court-circuite ou non la résistance P11.

En portant sa grille à la masse, on le rend bloquant. On retrouve alors le niveau de signal maximum car l’atténuation est minimum. Elle est fixée par le diviseur de tension formé par R10, R11 et P11. Il vaut  (R11 + P11) / (R10 + R11 + P11) = (1 k W + 22 k W ) / (22 k W + 1 k W + 22 k W ) = 0,51.

Un niveau positif sur sa grille rend le FET conducteur, ce qui court-circuitera la résistance P11, diminuant le gain. Le rapport de division donne une atténuation de :

R11 / (R10 + R11) = 1 k W / (22 k W + 1 k W ) = 0,04.

Le potentiomètre P11 est placé à cet endroit afin d’obtenir un grand gain variable, et un faible gain fixe.

 

La chaîne d’amplification du signal audio provenant du client :

Son but est d’amplifier le signal provenant du client et passant à travers la vitre, afin qu’il ait une puissance suffisante pour piloter le haut-parleur. Cette chaîne est composé de deux étages.

 

Le signal du client sort du collecteur du phototransistor et arrive au premier amplificateur opérationnel via la capacité de liaison C5. Cet amplificateur opérationnel est configuré en montage inverseur. Son gain est fixé par le rapport des résistances R15 et R18 (220 K W et 47 k W ). Il vaut 220000 / 47000 = 4,68.

Le potentiel de l’entrée non inverseuse est maintenu à Vcc/2 (6 V) par les résistances R1 et R2.

L’ amplificateur opérationnel LF 442 a été choisi pour sa consommation extrêmement basse.

Le second étage de la chaîne d’amplification est composé d’un montage push-pull précédé d’un amplificateur opérationnel. Cette solution sert à augmenter le courant de l’étage de sortie qui précède le haut-parleur (il faut avoir une puissance d’un demi watt en sortie). Dans un premier temps, nous avions employé un LM386, mais sa consommation était beaucoup trop grande. Le montage push-pull nous fournit une amplification en courant, tout en ne consommant que très peu d’énergie. Il est constitué d’une paire complémentaire de transistors bipolaires : le transistor Q3 de type NPN (BC 546) et le transistor Q2 de type PNP (BC 556).

Le push-pull est inséré dans la contre réaction de l’ampli opérationnel U1A (LM 358). Il est configuré en montage inverseur de gain est unitaire. Ce gain est fixé par les résistances R17 et R16, de 10 k W chacune. Un gain unitaire permet de réduire la distorsion et d’augmenter la bande passante.

Le haut-parleur est connecté à la sortie du push-pull par l’intermédiaire de la capacité de liaison C14 (électrolytique de 50 µF). Ce haut parleur a une impédance de huit Ohms.

 

Le système de gestion dirigé par micro-contrôleur (PIC 12C672) :

Un micro-contrôleur se charge de déterminer le sens de la communication en se basant sur l’amplitude des signaux qu’il reçoit. Il gère également la coupure de l’alimentation du module du client.

Le micro-contrôleur reçoit le signal provenant du micro du caissier à son entrée GP1 et le signal provenant du micro du client à son entrée GP0. Ces deux signaux sont échantillonnés et comparés afin de déterminer celui qui parle le plus fort, et ensuite, de lui donner la parole en adaptant les gains de sortie des deux modules. Le programme a été décrit précédemment.

Quand le caissier a la parole, la sortie GP5 passe au niveau haut. Le FET Q1 est court-circuité, réduisant le gain du signal provenant du client.

En même temps, la sortie GP2 passe également au niveau haut, allumant la LED infrarouge qui y est reliée. Ceci rend le gain du module client maximum (se référer aux explications du module client).

L’opération inverse est réalisée quand le client prend la parole.

Les sorties GP2 et GP5 sont toujours dans des état semblables et changent d’état simultanément. Il était donc possible de n’employer qu’une seule sortie. Toutefois, pour des raisons de souplesse, nous avons préféré prendre deux ports distincts.

La sortie GP4 pilote une LED infrarouge qui coupe l’alimentation du module client pendant les longues périodes de silence.


Description des éléments du module client

Les modules semblables :

Le module du client a une structure fort semblable à celle du module du caissier : le préamplificateur du micro, le système de modulation de la LED émettrice (mis à part son seuil de polarisation), le circuit de démodulation pour le signal audio provenant du caissier, le circuit de changement de gain et la chaîne d’amplification sont identiques.

Les différences viennent : - du système de changement de gain, qui n’est plus directement commandé par le PIC, mais par un phototransistor
- du système d’alimentation du module.

 

Le circuit de changement de gain :

La décision de changement de sens de la communication est opérée par le PIC, dans l’autre module. La décision parvient au module client par couplage optique (LED infrarouge et phototransistor). Quand un niveau haut est placé à la sortie du port GP2 du micro-contrôleur, la LED qui y est connectée s’allume et le potentiel du collecteur du phototransistor placé en face chute.

Un ampli opérationnel monté en comparateur va triggerer le niveau du collecteur. Comme il est bas, la sortie du comparateur passe à l’état bas et bloque le FET (Q4). On obtient donc, en suivant le même principe que celui expliqué précédemment pour le module du caissier, l’atténuation minimum du signal provenant de la caisse (le caissier a la parole).

Quand un niveau bas est placé en sortie du port GP2, la LED infrarouge est éteinte, le collecteur du phototransistor est au niveau haut, le niveau en sortie du comparateur est proche de Vcc et le FET est court-circuité, réduisant de ce fait le gain. Dans ce cas, c’est le client qui a la parole.

 

 


Conclusions

 

Notre travail de fin d’étude n’a pas consisté uniquement en la réalisation d’un projet. Il y a eu, en effet, une phase assez longue de recherche de faisabilité concernant le transfert d’énergie sans liaison galvanique. Ces recherches étaient destinées à se faire, d’une part, une idée des produits disponibles sur le marché (et abordables d’un point de vue prix), et d’autre part, de se procurer ces produits afin d’expérimenter les diverses solutions de transfert d’énergie.

En tenant compte des conditions imposées, nous sommes arrivés à la conclusion que le transfert d’énergie au travers de la vitre blindée, et sans liaison galvanique, n’était pas réalisable, que ce transfert se fasse par couplage optique ou par couplage magnétique :

 

● Dans le cas d’un couplage optique, il n’existe pas de cellule photovoltaïque alliant faible coût, et haut rendement dans le spectre infrarouge.

L’autre solution était d’allier des cellules photovoltaïques conventionnelles à une source d’éclairement de puissance plus importante. Il existe bien des LEDs infrarouges de très haut rendement, mais leur prix unitaire dépasse les 10$.

En employant une source de lumière visible, nous sommes parvenus à transférer l’énergie nécessaire à l’alimentation du module client, mais cette solution n’est ni esthétique, ni même envisageable du fait des fortes puissances à mettre jeu au primaire (consommation, échauffement excessif du boîtier…). Rappelons que les vitres blindées, du type de celle sur laquelle se sont déroulés nos essais, ont une épaisseur atteignant les 3,5 cm et comportent jusqu’à 24 couches et films différents.

● Dans le cas d’un couplage magnétique, les problèmes résultent d’abord du poids et de l’encombrement des ferrites sur lesquelles sont bobinés primaire et secondaire, compliquant encore davantage le placement des modules sur site. D’autre part, les puissances et fréquences des courants nécessaires à la création d’un champ magnétique suffisamment intense pour traverser l’épaisseur de la vitre génèrent des rayonnements électromagnétiques intolérables en milieu bancaire.

Nous avons donc conclu que le transfert d’énergie sans liaison galvanique, au travers d’une vitre d’une telle épaisseur, n’était pas réalisable compte tenu des impératifs budgétaires et techniques.

Pour plusieurs raisons, je trouve dommage que le projet n’ait pas pu aboutir, commercialement parlant. D’une part, parce qu’un projet totalement accompli et satisfaisant pleinement au cahier des charges est beaucoup plus gratifiant pour l’étudiant qui l’a réalisé. D’autre part, parce que M. De Voght, notre promoteur extérieur, qui nous a consacré son temps et son énergie, ne retirera pas d’autre bénéfice que celui de savoir que ce projet n’est pas réalisable, à cause du transfert d’énergie. Bien sûr, l’arrivée de nouvelles technologies ou la chute des prix de certains composants pourraient faire, qu’un jour, il reprenne l’étude du projet.

Indépendamment des problèmes de transfert d’énergie , l’ensemble des tâches et des fonctionnalités demandées par le cahier des charges a été réalisé :

 

De plus, la réalisation d’une bascule numérique est une première pour Electronic design. Il s’agissait d’un projet vieux de plusieurs années, visant à remplacer l’ancien système de bascule analogique employé depuis la création des premiers centraux téléphoniques et interphones de la société. Ce projet n’avait jamais vu le jour, faute de temps.

Le programme de changement de sens de la communication que j’ai rédigé pour le micro-contrôleur PIC 12C672 est facilement adaptable à un plus grand nombre de canaux audio et à d’autres modèles de micro-contrôleurs.

C’est donc un pas dans la concrétisation des systèmes à bascules numériques pour les futurs produits d’Electronic design. Les avantages sont nombreux : réduction très sensible des délais de commutation, paramétrage du temps minimum entre basculements successifs, paramétrage du seuil de basculement, sensibilité de la commutation indépendante de la fréquence du signal, etc.